基于Topswitch-HX反激式开关电源设计 - 图文

黑龙江东方学院本科毕业论文（设计）

图5-1 TOPSwitch-HX的内部框图

2、 TOPY256MN参数

由参考文献可知，在宽电压范围内，由芯片TOP256MN构成的反激式电源的输出功率可达45W，符合设计要求[13]。芯片TOP256MN 的主要参数为：

工作频率f = 100 kHz ； 最大占空比Dmax = 67 %； 最大允许电流Ilimit = 1.5 A ；

内部MOSFET开关管的最大阻断电压Vbdss = 700 V。

3、引脚功能描述

（1）漏极(D)引脚：高压功率MOSFET漏极引脚，通过内部的开关高压电流源提供启动偏置电流。漏极电流的内部流限检测点。

(2)控制(C)引脚：误差放大器及反馈电流的输入脚，用于占空比控制.与内部并联调整器相连接，提供正常工作时的内部偏置电流。也用作电源旁路和自动重启/补偿电容的连接点。

(3)外部流限(X)引脚：外部流限调节和远程开/关控制的输入引脚。连接至源极引脚则禁用此引脚的所有功能。

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(4)电压监测(V)引脚：是过压(OV)，欠压(UV)，降低DCMAX的线电压前馈，输出过压保护(OVP)，远程开/关和器件复位的输入引脚。连接至源极引脚则禁用此引脚的所有功能。

（5）源极(S)引脚：这个引脚是输出功率MOSFET的源极连接点，它也是初级控制电路的公共点及参考点。

5.2 提高反激式开关电源效率元件选择的方法

1、输入整流桥(BR)的选择

选择具有较大容量的整流桥并使之工作在较小的电流下，可减小整流桥的压降和功率损耗，提高电源效率。由二极管构成的整流桥(BR)的标称电源电流IN应大于在输入电压为最小值(Umin)时的初级有效电流，功率因数应取0.6～0.8之间，其具体数值取决于输入电压和输入阻抗。

2、钳位二级管(VR1)的选择

钳位电路主要用来限制高频变压器漏感所产生的尖峰电压并减小漏极产生的振铃电压。在图5-1所示的单片开关电源模块电路中，输入钳位保护电路由VR1和D5构成。为降低其损耗，D5可选用FR106型瞬变电压抑制二极管；VR1则选用P6KE200A型快恢复二极管。

3、输入滤波电容(C1)

输入滤波电容C1用于滤除输入端引入的高频干扰，C1的选择主要是正确估算其电容量。通常输入电压Ui增加时，每瓦输出功率所对应的电容量可减小。

4、交流输入端电磁干扰滤波器(EMI)

图3-1中的和C用于构成交流输入端的电磁干扰滤波器(EMI)。C能滤除输入端脉动电压所产生的串模干扰，L则可抑制初级线圈中的共模干扰。

5、限流保护电路

为限制通电瞬间的尖峰电流，可在输入端接入具有负温度系数的热敏电阻(NTC)。选择该电阻时应使之工作在热状态(即低阻态)，以减小电源电路中的热损耗。

6、输出整流管(VD)

正确选择输出整流管VD可以降低电路损耗，提高电源效率。其方法一是选用肖特基整流管，原因是其正向传输损耗低，且不存在快恢复整流管的反向恢复损耗；二

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是将开关电源设计成连续工作模式，以减小次级的有效值电流和峰值电流。输出整流管的标称电流应为输出直流电流额定值的3倍以上[14]。

7、输出滤波电容(C8)

电源工作时，输出滤波电容(C8)上的脉动电流通常很大。一般在固定负载情况下，通过C8的交流标称值IC2晓必须满足下列条件：

I*C8=(1.5～2) I*RL

式中，IR1是输出滤波电容C8上的脉动电流。设输出端负载为纯电阻性RL，那么，RL*C8愈大，则C8放电愈慢，输出波形愈平坦。也就是说，在RL一定的情况下，C5愈大，输出直流电压愈平滑。

5.3 主要参数计算

本设计要求：①输入工频交流电压85～265 V；②输出一路隔离的5V直流电压；③输出功率20W。其具体电路图如图5-1 所示。

1、输入滤波电容C1

电容C1 用于保持整流后的直流电压平稳，假设系统允许20%的脉动。二极管导通时间为4ms ，则C1值可由下式决定：

C1 =2 Pin ( Tline - t don)／2 V ac min (1 - k2min) ≈47μF

式中：Tline为输入交流电压的周期；t don为每周期内整流二极管的导通时间；Vacmin为系统的最低输入电压；kmin为电容两端的最小电压与最大电压之比。通常情况下，C1 取2～3 倍的Pin (单位为μF)。今取C1为47μF。

2、反激式变压器

来分析一下一个工作周期，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的I=Vs*ton/L，这三项分别是原边输入电压，开关开通时间，和原边电感量。在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的Ｉ=Vor*toff/L，这三项分别是原边感应电压，即放电电压，开关管关断时间，和电感量。在经过一个周期后，原边电感电流的值会回到原来，不可能会变，所以，有VS*Ton/L=Vor*Toff/L，上升了的，等于下降了的。上式中可以用Ｄ来代替Ton，用１－Ｄ来代替Ｔoff，移项可得，D=Vor/（Vor+VS）。此即是最大占空比了。

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根据经验, 当MOSFET 开关管关断时，加在MOSFET开关管漏源极的最大尖峰电压Vdsmax为V inmax + 1. 4×1.5 Vor + Vd1 ( Vd1为二极管D1的瞬间正向导通电压，设为20V)。由于TOP256MN的最大关断电压为700V，故Vor应小于145V。由图3-1可知，Vor愈大，Ip愈小，最大占空比Dmax愈大。考虑到TOP256MN的最大占空比与最大电流，取Vor =135 V。

根据Vor可计算出变压器的匝比：

K = Vor/ Vo = 135 V/ 15 V = 9 式中：Vo为系统的输出电压.原边电感Lp的变化曲线，由图3-1可知，随着Lp 的增大，系统工作于连续模式的电压范围有所加宽(这是所希望的，因为连续模式下系统的效率更高)；流过TOP256MN的最大电流有所减小，系统的最大占空比保持不变(仅当系统完全工作于断续模式时才发生变化)。然而，电感量愈大，电感体积愈大，磁芯愈容易饱和。考虑到流过MOSFET开关管的最大电流裕量，取Lp = 600uH。

3、VR1 和D5

根据经验，稳压管VR1的反向击穿电压应取为1.5倍的Vor，今选用P6KE200。二极管D5应选用快恢复二极管，如FR106。

4、输出整流电路D7，C6，C7，C8

D7应选用快恢复二极管，其最大允许直流电流应不小于1.5 Po/Vo = 4 A。由于流过该二极管的电流较大，故应注意其散热。电容C6/C7 应选等效串连电阻( ESR) 较小的电解电容，其电容值与输出要求有关，今选3300uF的电解电容。

5 、U2

电阻R7上的电压降，光耦U2光电二极管的导通压降和稳压管U3的反向击穿电，压决定了输出电压的大小，忽略R7的压降，设光电二极管的导通压降为0. 7 V，则稳压管U3的反向击穿电压应为15 V –0. 7 V = 14. 3 V。今选击穿电压为15 V的稳压管（TL431) 。

6 、光耦其他参数

TL431的Vref的偏置以及R7，R8的取值计算。

R7，R8在静态偏置方面，主要是提供对输出电压的采样。为了保证TL431的能正常工作，Iref的最小值，根据资料上分析的经验最好能不小于200uA。为了方便后面的小信号的计算，这里R8选取2 kΩ±1% 的电阻。因为一般TL431的Vref是2.495V，并且

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