利用计算机设计单片开关电源的方法与步骤 - 图文

利用计算机设计单片开关电源的方法与步骤 利用计算机设计单片开关电源的方法与步骤 下面对35个设计步骤作详细的阐述。 [步骤1]确定开关电源的基本参数 （1）交流输入电压最小值：Umin，见表1。 （2）交流输入电压最大值：Umax，见表1。 表1根据交流输入电压范围确定Umin、Umax值 交流输入电压U（V） Umin(V) Umax(V) 固定输入：100/115 通用输入：85～265 固定输入：230±15％ 85 85 195 132 265 265 （3）电网频率fL：50Hz或60Hz。 表2反馈电路的类型及UFB参数值 反馈电路类型 基本反馈电路 改进型基本反馈电路 配稳压管的光耦反馈电路 配TL431的光耦反馈电路 UFB（V） UO的准确度（％） SV（％） SI（％） 5.7 27.7 12 12 ±10 ±5 ±5 ±1 ±1.5 ±1.5 ±0.5 ±0.2 ±5 ±2.5 ±1 ±0.2 （4）开关频率f：100kHz。 （5）输出电压UO（V）：已知。 （6）输出功率PO（W）：已知。 （7）电源效率η：一般取80％，除非有更好的数 据可用。 （8）损耗因数Z：Z代表次级损耗与总功耗的比 值。典型值为0.5。 [步骤2]根据输出要求，选择反馈电路的类型以及反馈电压UFB 详见表2。可从4种反馈电路中选择一种合适的电路，并确定反馈电压UFB的值。 [步骤3]根据U、PO值来确定输入滤波电容CIN、 直流输入电压最小值UImin （1）令整流桥的响应时间tc=3ms。 （2）根据输入电压，从表3中查出CIN值。 （3）得到UImin的值。 表3确定CIN、UImin的值 交流输入电压U（V） PO（W） 比例系数（μF/W） 固定输入：100/115 通用输入：85～265 固定输入：230±15％ 已知 已知 已知 2～3 2～3 1 CIN(μF) (2～3）×PO (2～3）×PO 1×PO UImin(V) ≥90 ≥90 ≥240 [步骤4]根据交流输入电压U确定初级感应电压UOR、钳位二极管反向击穿电压UB值 （1）根据输入电压，从表4中查出UOR、UB值。 （2）步骤25将用到UB值来选择瞬变电压抑制器（TVS）的型号。 （3）TOPSwitch关断且次级电路处于导通状态时， 次级电压会感应到初级。感应电压UOR与UI相叠加后，加至内部功率开关管（MOSFET）的漏极上。此时初级漏感释放能量，并在漏极上产生尖峰电压UL。由于上述不利情况同时出现，极易损坏芯片，因此需给初级增加钳位保护电路。利用TVS器件来吸收尖峰电压的瞬间能量，使上述三种电压之和不超过漏－源击穿电压U（BR）DS值。 表4确定UOR、UB值 U（V） 固定输入：100/115 通用输入：85～265 固定输入：230±15％ UOR(V) UB(V) 60 135 135 90 200 200 [步骤5]根据UImin和UOR来确定最大占空比Dmax Dmax的计算公式为：Dmax=×100％（1） （1）MOSFET的通态漏－源电压UDS（ON）=10V。 （2）应在U=Umin时确定Dmax。 若将UOR=135V、UImin=90V、UDS(ON)=10V一并代入式（1），可计算出Dmax=64.3％，这与典型值67％非常接近。Dmax随着U的升高而减小，例如当U=Umax=265V时，Dmax=34.6％。 [步骤6]确定初级脉动电流IR与初级峰值电流IP的比值KRP 定义比例系数 KRP=IR/IP(2) （1）当U确定之后，KRP有一定的取值范围。在110V／ 115V或宽范围电压输入时，可选KRP=0.4，当230V输入时，取KRP=0.6。 （2）在整个迭代过程中，可适当增大KRP的值，但不得超过表5中规定的最大值。 表5确定KRP U（V） 固定输入：100/115 通用输入：85～265 固定输入：230±15％ 0.4 0.4 0.6 KRP 最小值（连续模式） 最大值（不连续模式） 1.0 1.0 1.0 [步骤7]确定初级波形参数 计算下列参数（电流单位均取A）： （1）输入电流的平均值IAVG（2）初级峰值电流IPIAVG=（3） IP=（4） （3）初级脉动电流IR〔可由式（2）求得〕 （4）初级有效值电流IRMS

IRMS=IP（5）

[步骤8]根据电子数据表格和所需IP值，选择TOPSwitch芯片 （1）所选极限电流最小值ILIMIT(min)应满足 0.9ILIMIT(min)≥IP（6）

（2）若芯片散热不良，则选功率稍大些的芯片。 [步骤9和步骤10]计算芯片的结温Tj

（1）计算结温TjTj=〔IRMS2×RDS(ON)＋CXT(UImax＋UOR)2f〕· RθA＋25℃（7）

式中：CXT是漏极结点的等效电容。括号内第二项代表当交流输入电压较高时，由于CXT不断被充放电而引起的开关损耗，可用PCXT表示。

（2）计算过程中若发现Tj>100℃，应选功率较大的TOPSwitch芯片。 [步骤11]验算IP

IP=0.9ILIMIT(min)（8）

（1）输入新的KRP值且从最小值开始迭代，直到 KRP=1.0。

（2）检查IP值是否符合要求。

（3）迭代KRP=1.0或IP=0.9ILIMIT（min)。 [步骤12]计算初级电感量LP式中：LP的单位取μH。

[步骤13]选择磁芯与骨架并确定相关参数

从厂家提供的磁芯数据表中查出适合该输出功率的磁芯型号，以及有效截面积（SJ）、有效磁路长度（l）、等效电感（AL）、骨架宽度（b）等参数值。

[步骤14]设定初级层数d和次级匝数NS的初始值

设定d=2层。当U=85V～265V时取NS=0.6匝；再用迭代法计算NS；亦可根据次级每伏匝数和UF1值，直接计算NS值（参见步骤15）。

在步骤15至步骤22中必须确定高频变压器的9个主要参数：初级电感量LP，磁芯气隙宽度δ，初级匝数NP，次级匝数NS，反馈绕组匝数NF，初级裸导线直径DPm，初级导线外径DPM，次级裸导线直径DSm和次级导线外径DSM。上述参数中，除LP可直接用公式单独计算外，其余参数都是互相关联的，因此通常从次级匝数开始计算。另外鉴于反馈绕组上的电流很小（一般小于10mA），对其线径要求不严，因此不需计算导线的内、外直径。

[步骤15]计算次级匝数NS

对于230V或宽范围输入应取0.6匝/V，现已知UO=7.5V，考虑到在次级肖特基整流管上还有0.4V的正向压降UF1，因此次级匝数为(UO＋UF1)×0.6=4.74匝。由于次级绕组上还存在导线电阻，也会形成压降，实取NS=5匝。下面就以该数据作为初始值分别计算其余7个参数。

[步骤16]计算初级匝数NP

NP=NS×（10）

LP=·（9）

将UOR=85V，UO=7.5V，UF1=0.4V，NS=5匝一同代入式（10），计算出NP=53.8匝。实取54匝。

[步骤17]计算反馈绕组匝数NF

NF=NS×（11）

将NS=5匝，UFB=10.4V，UF2=0.7V，UO=7.5V，UF1=0.4V代入式（11），计算出NF=7.03匝。实取7匝。

[步骤18]根据初级层数d、骨架宽度b和安全边距M，计算有效骨架宽度bE（单位是mm）

bE=d(b－2M)（12）

将d=2，b=8.43mm，M=0代入式（12），求得bE=16.86mm。 再计算初级导线的外径（带绝缘层）DPMDPM=（13）

将bE=16.86，NP=54匝代入式（13），求得DPM=0.31mm。扣除漆皮后裸导线的内径DPm=0.26mm。

[步骤19]验证初级导线的电流密度J是否满足初级有效值电流IRMS=0.32A之条件

J==（14）

将DPm=0.26mm、IRMS=0.32A代入式（14），得到J=6.06A/mm2。电子数据表格中实取6.17A/mm2。

若J>10A/mm2，应选较粗的导线和较大的磁芯骨架，使J<10A/mm2。若J<4A/mm2，应选较细的导线和较小的磁芯骨架，使J>4A/mm2；亦可适当增加NP的匝数。

[步骤20]计算磁芯中的最大磁通密度BM

BM=（15）

将IP=0.74A，LP=623μH，NP=54匝，磁芯有效横截面积SJ=0.41cm2代入式（15），计算出BM=0.2082T。电子数据表中实取0.2085T。

需要指出，若BM>0.3T，则需增加磁芯的横截面积或增加初级匝数，使BM在0.2～0.3T范围之内。如BM<0.2T，就应选择较小的磁芯或减小NP值。

[步骤21]计算磁芯的气隙宽度δ

δ=40πSJ（16）

式中δ的单位是mm。将SJ=0.41cm2，NP=54匝，LP=623μH，磁芯不留间隙时的等效电感AL=2.4μH／匝2代入式（16），计算出δ=0.22mm。气隙δ应加在磁芯的磁路中心处，要求δ≥0.051mm。若δ小于此值，需增大磁芯尺寸或者增加NP值。

[步骤22]计算留有气隙时磁芯的等效电感ALG

ALG=（17）

将LP=623μH，NP=54匝，代入式（17），得到ALG=0.214μH／匝2。电子数据表中实取0.215μH／匝2。

需要说明两点：

（1）ALG值必须在选好NP值以后才能确定。 （2）如上所述，高频变压器的设计是一个多次迭

代的过程。例如当NP改变后，NS和NF的值也一定会按一定的比例变化。此外，在改变磁芯尺寸时，需对J、BM、δ等参数重新计算，以确信它们仍在给定的范围之内。这