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第二章 分段式电流舵DAC的基本原理
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图2.2 温度计码D/A转换器结构
温度计码D/A转换器适合低分辨率(N?8)的电流舵D/A转换器,否则数字电路的规模会比较大。高分辨率D/A转换器使用温度计编码会使连线和版图变得复杂,因为较多位的二进制码转换成温度计码会使数字电路的规模大大增加。 3.直接编码D/A转换器结构
直接编码D/A转换器结构和温度计编码D/A转换器结构相似,如图2.3所示。
图2.3 直接编码D/A转换器结构
在这一结构中,各单元的权重线性增加,对于N位的转换器需要M?2N?1个单元。输出值为
Xa(nT)?Aos?A0??Ai?di(nT) (2.3)
i?1M其中di(nT)?{0,1}为直接编码的第i位数。编码器将二进制输入码转换成一位有效码,即只有一位输出为1,而其他输出为0。直接编码会使电路规模比较大,布局比较复杂。
4.混合编码D/A转换器结构
正如之前我们阐述的,各种结构类型的D/A转换器都有各自的优缺点,于是
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我们不难想到将不同类型的结构结合起来得到具有较好性能的D/A转换器。如图2.4所示为混合编码D/A转换器结构示意图。
图2.4 混合D/A转换器结构示意图
图中的每个子DAC可以是不同类型的D/A转换器结构。总的分辨率等于每一个子DAC的分辨率的和,即N=?Mi。目前广泛应用的混合D/A转换器结构为分段式电流舵结构,如图2.5所示。在这一结构中,权值较高的M位采用温度计编码,权值较低的N-M位为二进制加权。这里需要一个将二进制转换为温度计码的
M译码器将M位的二进制码转换为2?1位的温度计码,当增大M的值时,电路所
需要的开关和互联将成指数增加。然而,其优点是和二进制加权D/A转换器相比,器件的匹配和线性度得到了较大的提高。其中一个关键的问题是M取何值最合理,通常M的取值为4-8,这要取决于总的位数N。分段式电流舵结构在当前高速高分辨率DAC中应用广泛,在第3章将在SIMULINK环境下分别搭建4+8和6+6的分段式电流舵的理想和非理想模型。
2.2电流舵D/A转换器的非理想因素
电流舵D/A转换器的理想模型结构如图2.5所示[5],为了改善不同权重之间的匹配性,对于转换器的第i位,我们用2i个单位电流源Iunit并联实现,而不是用比最低位的晶体管宽2i倍的晶体管。
第二章 分段式电流舵DAC的基本原理
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图2.5 a)N-位二进制加权电流舵DAC b)输出端接50?负载
图2.5中的开关由输入的数字信号k控制
k??2l?bl (2.4)
l?0N?1其中bN?1是最高位(MSB)而b0是最低位(LSB)。K的最小值是0,最大值是2N?1。第i位的电流值由下式给出
Ii?2i?Iunit (2.5) DAC的总的输出电流由为
Iout(k(nT))?Iunit?k(nT) (2.6)
其中T是采样周期,输出值在周期T内保持不变。
然而,对于非理想的电流舵DAC,限制性能的非理想因素还包括以下方面: 1.电流源失配
图2.6考虑到失配误差的电流源模型
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一个电流源的失配误差模型,如图2.6所示,可以用一个与标称电流源并联的电流源来代表。所有的误差源都可以加在一起并可以用一个连接到DA转换器输出端的误差电流源来代表。理想的输出电流信号由(2.5)式给出。假设电流源有误差。失真的输出电流传送到负载,Iload(k)可以写成额定输出电流Iout(k)和误差电流?I(k)的和
Iload(k)=Iout(k)+?I(k) (2.7) 其中k是由(2.4)式给出的数字码。假设第i位电流源有误差电流?Ii(bi),那么总的输出电流为
Iload(k)=Iout(k)+??Ii(bi) (2.8)
i?0N?1其中?Ii(bi)=2i?bi??i(bi)?Iunit (2.9) 其中?i(bi)是第i位电流的相对误差。在静态情况下,对于不同的输入k,我们假设?i(bi)=?i。总的输出电流可以写为
Iload(k)=Iout(k)+Iunit??2i?0N?1i??ibi (2.10)
实际上,晶体管的偏差是由于制造工艺的偏差引起的,包括梯度误差和随机误差[6][7][8]。氧化层厚度的线性变化以及电源线的电压降产生了梯度匹配误差,梯度误差可以通过版图的合理布局大大降低[9]。对于一个特定的DAC某个电流源的匹配误差是固定的,但是对大量芯片的统计结果表明匹配误差的大小呈现正态分布。用E?{k}表示
k的平均值,
1p?1E?{k}?lim?I(k(pT)) (2.11)
p??pp?0首先,我们假设不同电流源的匹配误差是无关的。这是一个粗略的近似,实
(m)际上,相邻的晶体管的误差会有比较大的相关性。对于单位电流源Iunit,
m?0,?,2N?1,使相对误差
(m)?unit??unit (2.12)
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