48V25A直流高频开关电源设计

第2章 高频开关电源主电路的设计与实现

Rf11Cf11Tr52Df111Df248Cf212Rf22C10RlLf2

图2-5全波整流输出电路

2.3移相全桥谐振软开关电路[2][3][7]

2.3.1移相全桥零电压PWM软开关电路的工作原理

在分析移相全桥电路的工作原理前，首先作如下假设： 1.所有开关管、二极管均为理想器件； 2.所有电感、电容和变压器均为理想元件； 3.Cl=C3=Clead，C2=C4=Clag； 4.Lf>>Lr/n，n是变压器原副边匝数比。

由图2-6可知，除了死区时间外，全桥电路中总有两个功率管同时导通，其组合开通为Q1和Q4，Q4和Q3，Q3和Q2，Q2和Q1，周而复始。其中Q1和Q4、Q3和Q2组合时，全桥电路输出能量；Q2和Q1，Q4和Q3组合时，全桥电路处于续流状态，不输出能量。改变这两类组合的时间比，即改变移相角，实现输出电压的调节。

Q1Q3Q1Q4Q2Q4IpVabVinVinVin/K0t0t1t2t3t4t5t6t7t8t9t10t11t12

图2-6 变换器的主要波形

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1.开关模态0：

在t0时刻，Q1和Q4通。原边电流iP流经Q1变压器原边和Q4，副边电流流经副边绕组Ls，小整流管Dr输出滤波电感Lr输出滤波电容Cf和负载。

2.开关模态1：[t0~t1]

t0时刻关断Q1，原边电流从Q1中转移到C3和C1支路中，给C1充电，同时C3被放电。在这个时段里，Llk和Lr是串联的，而且Lf很大，Lr近似于一个恒流源。C1的电压线性上升，C3的电压从Vin开始线性下降，因此，Q1是零电压关断。在t1时刻，C3的电压下降到零，Q3的反并二极管D3自然导通。

3.开关模态2：[t1~t2]

D3导通后，将Q3的电压钳在零位。此时开通Q3，则Q3零电压开通。虽然这时候Q3被开通，但Q3中并没有电流流过，原边电流由D3流通。Q1和Q3驱动信号之间的死区时间td>t01(t01代表t0到t1这段时间)。在这段时间里，原边电流等于折算到原边的滤波电感电流。在t2时刻，原边电流下降到I2。

4.开关模态3：[t2~t3]

在t2时刻，关断Q4，此时原边电流iP转移到C2和C4中，一方面抽走C2上的电荷，另一方面同时C4充电。由于C2和C4的存在，Q4的电压是从零慢慢上升的，因此Q4是零电压关断。此时，Vab=-Vc4，Vab的极性由零变为负，变压器副边绕组电势下正上负，整流二极管D2导通，副边绕组Ls中开始流过电流。由于整流二极管D1和D2同时导通，将变压器副边绕组短接，变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，Vab直接加在谐振电感Lr上，因此在这段时间里实际上谐振电感Lr和C2、C4在谐振工作。在t3时刻，C4的电压上升到Vin，D2自然导通，结束该开关模态。

5.开关模态4：[t3~t4]

在t3时刻，D2自然导通，将Q2的电压钳在零位，此时就可以开通Q2，Q3是零电压开通。虽然此时Q2已开通，但Q2不流过电流，电流由D2流通，谐振电感的储能回馈给输入电源。由于副边的两个整流管同时导通，因此变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，这样电源电压加在Vin加在谐振电感Lr两端，原边电流线性下降。在t4时刻，原边电流下降到零，二极管D2和D3自然关断，Q2和Q3中将流过电流。

6.开关模态5：[t4~t5]

在t4时刻，原边电流由正值过零，并且向负方向增加，流经Q2和Q3。由

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于原边电流仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流管提供回路，因此原边电压仍然为零，加在漏感两端电压是Vin，原边电流正相线性下降。到t5时刻，原边电流达到折算到原边的负载电流iP/K，该开关模态结束。此时，整流管D1关断，D2流过全部负载电流。

7.开关模态6：[t5~t6]

在这段时间里，电源给负载供电。

在t6时刻，Q3关断，变换器开始另一个半周工作，其工作情况类似于上述的半个周期。

2.3.2移相零电压软开关电路存在问题的解决

1.滞后臂的谐振

通过前面的分析，可以看出，在超前桥臂换流过程中，变换器次级的输出滤波电感折算到初级参与谐振，等效谐振电感比较大，这就使得超前桥臂比较容易实现零电压开通。在滞后桥臂换流过程中，变压器的次级短路，只有漏电感参与谐振。因而，相对超前桥臂，滞后桥臂较难实现零电压开通。

在本论文设计的全桥电路中，滞后桥臂换流时，谐振电感利用的是变压器的漏感，由于漏电感比较小，所以比较难实现零电压开通，通过减小滞后桥臂上 功率管漏源极间电容，可以实现零电压开通。在本电路设计中，滞后桥臂上的两个功率管没有额外并联电容，谐振电容仅是功率管的漏源极结电容，谐振电容比较小，容易实现零电压开通；而超前臂上的两个功率管漏源极间并联有附加电容，相对来说谐振电容比较大。

在电路设计中，没有加入额外谐振电感实现滞后臂的零电压开通，这是由于增加谐振电感，不仅会使功率管开通时电压尖峰大，而且会使副边占空比丢失比较严重。

2.直流分量的抑制

在全桥变换器中，Q1和Q4的导通时间不可能与Q2和Q3的导通时间完全相同，即使两者相同，其通态压降也可能有差异，这就使输出电压不可能是一个纯交流电压，而是含有直流电压的。由于高频变压器原边绕组电阻小，此直流电压长期作用，会导致铁芯直流磁化直至饱和，使变换器不能正常工作。因此，必需采取措施抑制变换器的直流分量。须采取措施抑制变换器的直流分量。 最简单的方法是在变压器的原边电路中串联隔直电容。电容上的交流电压降

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约为Vab的10%，隔直电容承担Vab的直流分量，变压器仅承担交流分量。

2.3.3 ZVS的实现及副边占空比丢失

1.ZVS的实现

由上节的分析可知，要实现开关管的零电压开通，必须有足够的能量： ①抽走将要开通的开关管的结电容电荷； ②给同一桥臂关断的开关管的结电容充电； ③抽走变压器原边绕组电容上的电荷。

领先桥臂和滞后桥臂实现ZVS的情况不一样。领先桥臂开关时，Lf与Llk串联，Llk和Lf中的能量用来实现ZVS。由于Lf.很大，这个能量很容易使领先桥臂实现ZVS滞后桥臂开关时，变压器副边是短路的，只是漏感的能量用来实现ZVS，Llk比Lf小得多，因此滞后桥臂实现ZVS比较困难。

2.副边占空比丢失

在PS-FB变换器中，副边占空比Dsec小于原边占空比Dp，其差值是副边占空比丢失Dloss，即Dloss=Dp-Dsec。这是该变换器的特有现象。产生Dloss的原因是：存在原边电流从正向(或负}变化到负向（或正）负载电流的时间，即图中的[t2~t5]和[t8~t11]时段。在这段时间里，虽然Vab有正电压方波(或负电压方波)，但原边不足以提供负载电流，副边整流桥的所有二极管导通，负载处于续流状态，Vcd为零。这样副边就丢失了[t2~t5]和[t8~t11]的电压方波，即图的阴影部分。这部分时间与1/ 2开关周期的比值就是Dloss，即

t252Llk[I2?iLf(ts)/K]Dloss??

Ts/2VinTS由此可见，Llk越大，Dloss越大；负载越大，D越大；Vin越低，Dloss越大。

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