电机控制论文.

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Jd????? (2 - 3) dtTeTlKD式中 Ua 电源电压;

Ia-电枢电流 ;

Ra-电枢电阻(包括电刷、换向器以及两者之间的电阻); La-电枢电感; Ea-电枢反电动势; J-转动惯量; Ω-转动的角速度; Te-电磁转距; Tl-负载转距;

KD-转动部分的阻尼系数.

永磁直流电动机的电枢反电动势可表示为:

Ea=Ke*Ω (2 - 4)

式中Ke-反电动势常数. 电磁转矩为:

Te=KT *Ia (2 - 5)

式中KT-磁转矩常数。[2]

动态工作特性是指实际的动作与相应的动作命令之间的响应关系。将式 (2-2)、式(2-3)、式(2-4)和式(2-5)作拉氏变换，得到如下函数:

Ua(s )=RaIa(s)+ LaSIa(s)+ Ea(s)

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图5.5主控电路图

5.3隔离单元模块

为了防止电机驱动单元对数字控制单元的干扰，必须在两者之间加隔离电路来防止干扰的产生。避免LMD18200的驱动电路对控制信号的干扰，对于LMD18200的引脚3(转向输入)、引脚5(PWM输入)与LM629的PWMS、PWMM引脚之间通过光电耦合器6N137连接。

(l) 光电耦合器的选型

LM629的PWMM脚输出的调制信号如图5.6所示，如果LM629接6MHz晶振，其最小输出占空比（1/128）时的接通时间为:

4/fCLK=4/6*106s=0.67us 因此应选择高速光耦。

而N6137的工作频率可达到10MHZ，即它可用在开关周期为:

l/l07s=0.1us 因此光耦可选6N137。

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KP=(input[0][0][e*10]*KP_memf[4]+((input[0][1][e*10]>input[1][0][ec*10])?input[1][0][ec*10]:input[0][1][e*10])*KP_memf[3]+((input[0][1][e*10]>input[1][1][ec*10])?input[1][1][ec*10]:input[0][1][e*10])*KP_memf[2]+((input[0][1][e*10]>input[1][2][ec*10])?input[1][2][ec*10]:input[0][1][e*10])*KP_memf[1]+input[0][2][e*10]*KP_memf[0])/(input[0][0][e*10]+((input[0][1][e*10]>input[1][0][ec*10])?input[1][0][ec*10]:input[0][1][e*10])+((input[0][1][e*10]>input[1][1][ec*10])?input[1][1][ec*10]:input[0][1][e*10])+((input[0][1][ e*10]>input[1][2][ec*10])?input[1][2][ec*10]:input[0][1][e*10])+input [0] [2] [e*10]);

这样编写程序的好处就是略去模糊推理的判断转移程序，例如在某个时刻的误差e对应为9.8，误差变化率为8那么对于误差隶属度函数input[0][0][98]的取值必为0,input[0][1][98]同样为0，只有input [0] [2] [98]的取值为0xFF；误差变化率隶属度函数值input [1] [0] [98]为0, input[1] [1] [98]为0, input[1] [2] [98]为0xFF，因此上式的会等价成：

KP=(0+0+0+0+255*40)/255

所以计算量不大并且省略掉了条件转移相关程序。[24] 模糊控制流程图如图6.7所示。

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开始采样两次速度求误差 第二次误差的绝对值乘量化因子两次误差之差除以时间的绝对值乘量化因子采用重心法依次求PID参数装入PID参数N运动结束？Y结束

图6.7模糊控制流程

7 总结和展望

7.1工作总结

本论文对全数字直流调速系统的设计和研究做了大量的工作。从开始的理论研究到调速系统的实现，整个系统的设计基本上是我独立完成。

使用模糊自整定PID参数控制使调速系统对被控对象参数具有自适应能力，能使系统获得更短的上升时间和更小的超调量。给出了相关调速控制器的原理并给出了软、硬件实现方案。

在设计过程中完成的主要工作和任务如下：对控制方案的理论研究，控制芯片的合理选型，上位机调速系统界面的设计及通讯程序的实现。AT89S52对

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