均衡器毕业论文

接收机。线性调制系统的最佳接收滤波器是级联于实际信道的一个匹配滤波器。对时变信道系统的最佳接收是采用匹配滤波器和一个Ts间隔抽头的均衡器。一个以码元速率取样的

Ts间隔均衡器不能形成匹配滤波器，而FSE是以不低于奈奎斯特速率取样，可以达到匹配

滤波器和Ts间隔均衡器特性的最好组合，即FSE可以构成一个最好的自适应匹配滤波器，且FSE 在较低噪声环境下可以补偿更严重的时延和幅度失真。FSE 对采样器噪声不敏感，这也是由于没有频谱重叠现象而产生的优点。

Ts间隔均衡器与Ts2的FSE相比较，具有同样抽头系数的FSE（总时间跨距为Ts间隔

均衡器的一半）性能优于或相同于Ts间隔均衡器。Ts2的FSE不需要接收形成滤波器。在严重延时失真的信道，Ts间隔均衡器明显差于的Ts2的FSE.

另外，分数间隔均衡器的必要性也可从完全均衡解的两个要求进一步佐证.完全均衡的要求之一是：均衡器必须具有足够的自由度。对于码元间隔均衡器和一个FIR信道而言，这就要求均衡器具有无限冲击响应(IIR)。然而，对于Ts2间隔的分数间隔均衡器，均衡器响应长度只要超过或达到信道的响应长度既可。完全均衡的另外一个条件是：描述均衡的方程组必须是唯一确定的，即描述线性方程组的矩阵必须满秩。对于码元间隔均衡器，这一满秩条件不允许信道频率响应等于零（这意味着FIR信道的零点不能位于单位圆上）。这一条件称为码元间隔均衡器的“可逆性”条件。但是对于一个Ts2间隔的分数间隔均衡器．满秩的条件意味着子信道之间没有公共根，此条件常称之为“子信道差异”条件，这两个条件也说明，分数间隔均衡性能要比码元间隔均衡器性能更好。

Ts间隔的码元序列 考虑图3.2 所示的单信道模型，｛an｝通过一脉冲成形滤波器发射，

然后被调制到传输信道，最后被解调。假定发射和接收之间的所有处理都是线性时不变的，因而可以用连续时间冲激响应c(t)来描述线性时不变信道和脉冲成形滤波器的组合冲激响应。用n(t)表示基带加性信道噪声过程。于是，由接收机收到的信号波形可以用连续时间的基带信号表示为

?r?t??n????ac?t?nTns??0??n?t? (3-13)

式中?an?为发送的码元序列，Ts为码元间隔，?0为任意时延。

an r?t? xkfk yn c?t? ? ?2 n?t?

图3.2 具有Ts2间隔接收机的单信道基带模型

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现在，接收信号r(t)以Ts2的“分数间隔”采样，则采样后的接收序列为；

r?t??n????ac?t?nT???n?t? (3-14)

ns0?在以上两式及后面的各式中，用n标识波特间隔，用k标识分数间隔。接不来，接收序列被一个Ts2间隔的有限冲激响应（FIR）均衡器滤波，为简便计，假定均衡器具有偶数长度2N，则均衡器输出xk可以看作是被采样的序列与均衡器系数fk之间的卷积，即有

2N?1Txk??fir?k?i?s （3-15）

2i?0最后，分数间隔均衡器输出xk被一个抽取因子2 抽取，得到Ts间隔的输出序列。抽取是通过二中取一（全部取偶数或奇数序号）实现的，得到的是码元间隔的“软决策”输出?y?n??.假定只有奇数编号的分数间隔均衡器输出样本即xk?k?2n?1,其中n?0,1,2...?被抽取,则有

yn?k?d?x2n?1

2N?1??i?0TT??fir?nTs?is?s?

22??2N?1 ???Ts??????frn?iT??frn?1T???s2i?1s? (3-16) ?2r2??i?0??故输出误差序列e(n)可表示为

e?n??a?n??y?n?

?a?n??2N?1??Ts??????frn?iT??frn?iT??s2i?rs? (3-17) ?2i?2??i?0??下面给出一个带判决反馈以Ts2间隔采样的分数间隔均衡器作为本章的总结,如图3.3所示.图中FFF有4个抽头系数,以Ts2为抽样间隔,而FBF具有两个抽头系数。

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Ts2 Ts2 Ts2 x?nTS?Ts ??Ts 3T??x?nTs?s? 2??w?3 x?nTs?Ts? T??x?nTs?s? 2??d?n?2? d?n?1? w?2 w?1?? ? w0? ? w1 ? w2 ? t?nTs ? y?n?d?n? 判决器 ?

图3.3带判决反馈以Ts2间隔采样的分数间隔均衡器 根据前面的讨论可以得出: 0,整个均衡器的输出为2于是用于更新均衡器系数的误差序列为:

iT??y?n???wix?nTs?s???wid?n?i?1? (3-18)

2?i?1?i??3 e?n??d?n??y?n?

?0?iTs?2????wid?n?i?1?? (3-19) ?d?n????wix?nTs?2?i?1??i??3?均衡前信号由于受到了信道的影响，产生了严重的码间于扰，同时由于噪声的影响，信号星座图的分布几乎变的杂乱无章，这对正确判决是非常不利的。而均衡后信号的星座图己经完全张开，说明均衡的效果还是比较理想.另外，无均衡器时，接收机的误码率非常之高，基本不能正常工作，且随着SNR 的增大误码率却减少缓慢，而带均衡器的接收机的误码率却低的多，基本上能够正常工作，并且误码率随着信噪比SNR的增大迅速减少，在信噪比SNR为如9dB时，误码率就已经低于10?5。可见这个均衡器的性能是非常优良的。

3.3 本章小结

本章开始简单介绍了均衡器几种分类的方法，主要介绍了横向均衡器和分数间隔均衡器，给出了它们的结构框图，分析了其均衡前后信号的表达式。横向均衡器结构简单，易于实现，但是对于畸变比较严重的信道却无能为力，分析了码元间隔均衡器存在的局限胜，介绍了分数间隔均衡器的结构，分数间隔均衡器不需要波形成形滤波器，在严重畸变的信

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道下均衡能力明显优于码元间隔均衡器。最后本章给出了一个实际的均衡器结构作为本章的总结，其中FFF有4 个系数，FBF有2令系数，且FFF的抽样间隔是码元间隔的一半，可见这种结构的均衡器是分数间隔均衡器和判决反馈均衡器结合而成的。

4 线性均衡器的研究

均衡器从结构上可以分为三大类即线性、非线性均衡器和格型均衡器，从延迟线抽头间隔上分为码元间隔抽头和分数间隔抽头均衡器。均衡技术主要有三类：线性均衡、判决反馈均衡和最大似然序列估计（MLSE）。许多滤波器结构都用来实现线性和非线性均衡器，而且，每种结构都有许多算法用来调整均衡器。如果判决信号不作为均衡器的反馈信号，这样的均衡器称为线性均衡器。

我们知道迫零均衡器是线性均衡器其中的一种，所以本次研究线性均衡器在移动通信中的应用就可以研究迫零均衡器原理特性以及仿真。

4.1 迫零均衡器实现

迫零均衡器本质上是一个能够手动对系数进行调整的滤波器，迫零均衡器由于是对未知的时变信道作出补偿，因而它需要有特别的算法来更新系数，以跟踪信道的变化。

信道均衡器的作用是在信道通带内形成一个信道传输函数的逆，而在通带之外它的增益则很小或者为零。因而，由信道和均衡器级联组成的系统在通带内有基本均匀的振幅特性，而带外基本为零，相位响应在带内是频率的线性函数。如果条件满足，联合冲激响应就是辛格函数，符号间干扰可以消除。均

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