三相三电平VIENNA整流器的研究

哈尔滨工业大学工学硕士学位论文

? d ia ??S d t ?

?? d i ? b??S d t ?? d i ??S c ?? d t ?? d ? u c1 ?C ??? d t ?? ?d u c2 ?

C d t ?? d idc L d? ? ?d t ?

+ Scp 2? ? S ? 2S ap + S bp ? S an bn ? Scn 0 0 0 ? ? S 3 3 ?i ? ?R ?

+ Scp 2S? S? ?? ? ? 2S ap + S bp ?0 an bn 0 0 ?R S ? ?? 3 3 ??? ? ? ?2S+ S+ S = ? ?ap bp cp 2San ? Sbn ? 0 ic1 0 ?R0 ? S ?? ? + 3 3 u ?? ? ?S 0 0 S S ? ap bp cp ? ??u

?0 0 ?1? ? ??S ?S an bn cn

? i? ? ?0 0 ?R 1 1 ?0

??

1 1 ?2 ? ? ?3 3 ?3 ? ?

?2 1 ?? ?1 3 ? 3 3

?u ? ?

1 2 1 ? ? b ?? ? 3 3 ? ?? 0 0 ? ?3 0 ? ? c 0 0 0 ? ?0 0 0 ?? ? ?

(2-23)

在电网电压平衡的情况下，ua + ub + uc = 0 ，所以，矩阵C简化为： ?0 0 0 0 0? (2-24) C = 1 1 0 0 0 0? ?

??0 1 0 0?

0从式(2-23)给出的模型可以看出，每相输入电流都由三相开关函数共同决定 的。

VIENNA 整流器直流侧电容中点电位由中点电流决定，而该电流是由三相 电流和开关函数共同决定的，为简化分析，设 uc1 = uc 2 = udc /2 。根据数学模型 可得到整流器在 ABC 三相静止坐标系下的高频电路模型，如图 2-5。

T

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图 2-5 VIENNA 整流器在 ABC 三相静止坐标系下的电路模型

Fig.2-5 Circuit model of three-phase static frame

2.3 dq 坐标系数学模型的建立

在分析和控制三相系统时，为便于控制方法的实现，通常的方法是将 ABC

三相静止坐标系下的模型变换到 d-q 两相旋转坐标中，一般分两个步骤，即 ABC 三相静止坐标系到 D-Q 两相静止坐标系的变换和两相静止坐标 D-Q 到两相旋转 坐标系 d-q 的变换。

从 ABC 三相静止坐标系到 d-q 两相旋转坐标系有如下变换

?

cos

?d x 2 ? ?ωt ?q x = 3 ? ?? ? sin ?? ?ωt ? 其中

22 π π ? ?a x cos(ωt ? ) cos(ωt + ) ? a 3 3 ? ?? x (2-25) ? b ? = 3/ 2 ? ? ? 2π ??? sin(ωt ? ) ? sin(ωt + ?x ??x ??3 3 ? 2π ?

? 2π

cos(ωt + ) ?

3 ?? 2 π )? sin(ωt ?3 ?+

(2-26)

?

cos cos(ωt ? 2 3 2π T3/ 2 = ??

2π 3 ?

? sin ? sin(ωt ? ) ?? 3

式中ω 为旋转坐标系的角频率。

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为得到 d-q 坐标系下 VIENNA 整流器的高频数学模型，将式(2-23)中的所有 与 ABC 三相坐标相关的量都进行 3/2 变换，即

??ud uq = T3 / 2 [ua ub uc ]

?

T

T

(2-27) (2-28)

T

?

iq ?

T

= T3 / 2 [ia ib ic ]

T

T

??Sdp Sqp ?? = T3 / 2 Sbp Scp ?S?

T

(2-29) (2-30)

S[综合式(2-23)~(2-30)，考虑电网电压平衡的情况，可以得到 VIENNA 整流 器的 d-q 坐标系下的数学模型：

? d id ?

?S d t ? ? ?

? ?L d iq 0 ? S L ?S? S ω S dp dn ?S ? ?R??d t ? S ?RS 0 ?S ? ? ?S qp qn ?? d uc1 ? ???C S S 0 0 ?1 ?dp qp

? d t ? ? ??0 0 ?S?1 ? ? qn ? d u ?? c2 ?C ??? 0 1 1 ?R ?S0 ? ? d t? ? ? d ii

dc ? ?Ld

??d t ?

?

Sqn ?? = T3 / 2 Sbn Scn ]

T

d

?0 ? ? i? 1 ? ? ? 1?? ud ? + ?? c1 ? ? ? ? 0? ?uc2 0u ??0 0 ? ?

(2-31)

设uc1 = uc 2 = udc /2 。根据数学模型可得到 VIENNA 整流器在 d-q 旋转坐标 系下的电路模型，如图 2-6 所示。经过坐标变换，对称的三相正弦量变换为 d，

q 轴上的恒定直流量，同时，交流侧相当于受两个 PWM 控制的电压源，对直流 侧相当于两个受 PWM 控制的电流源。其目标是控制直流侧电压稳定，同时使 交流侧输入电流的电压和电流同相位，使功率因数为 1。

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图 2-6 VIENNA 整流器 d-q 旋转坐标系下的电路模型等效电路图

Fig.2-6 Equivalent circuit of d-q rotation frame

2.4 整流器的电流控制分析

从能量变换的角度看，控制交流侧电流就可以有效控制变换器交、直流侧

能量的变换过程。根据是否检测整流器的输入电流并将电流信号作为反馈量进 行控制，PWM整流器的控制策略可分为电流闭环的直接电流控制和电流开环的 间接电流控制两大类。直接电流控制的方案很多，都具有不错的动、静态性能， 不过这些方案都需要两个宽带的交流电流传感器，有的方案甚至还需要负载电 流传感器。间接电流控制也称为相位幅值控制(Phase and Amplitude Control, PAC)，的基本思路源于整流器的稳态电压平衡关系，它最显著的优点是结构简 单，无需电流传感器，静态特性良好。但这种控制方式的动态响应慢，动态过 程中存在直流电流偏移和很大的电流过冲[16]。

从系统的鲁棒性、抗干扰能力和系统保护的角度看，引入电流反馈是不可 缺少的，对大功率变流器尤其如此。直接电流控制是以检测整流器的输入电流 作为反馈和被控量，具有系统动态响应速度快、限流容易、电流控制精度高等 优点。直接电流控制的主要缺点是输入电流的检测需要三个宽频带的价格不菲 的电流传感器，使其控制成本居高不下。直接电流控制的方案很多，有双闭环 控制，状态反馈控制，无差拍控制，极点配置，二次型最优控制，Lyapunov 方 法，非线性状态反馈控制等。其中以双闭环控制应用最为广泛。

电压电流双闭环控制是目前应用最广泛，最为实用化的控制方式。它们的 共同特点是：输入电流和输出电压分开控制。电压外环的输出作为电流指令信

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