LED路灯驱动电源 - 图文

第三章基于L6561的反激式驱动电源的设计

为了减小输入端谐波电流造成的噪声和对电网产生的谐波污染，一般在电网中 添加滤波装置来补偿非线性器件产生的谐波，这种技术称为PFC。通常有PPFC (Passive PFC)和

APFC (Active PFC)。PPFC—般采用无源元件进行补偿，来减 小交流输入的基波电流与电压

之间相位差，以提高功率因数。APFC在整流桥和输 出滤波电容之间加入一个功率变换电路，将输入电流校正成与输入电压相位相同且 不失真的正弦波，使功率因数接近于1。前者电路简单、成本低、可靠性高，但容 易产生噪声且补偿效果没有后者好。

传统的LED路灯驱动电源一般需要两个控制器，一个是PFC控制器，

一

个是 DC/DC

控制器。两级PFC技术前后两个变换器各自拥有一套控制系统和开关管， 图3-3给出了其基本结构。这种电源抑制谐波的效果较好，可达到较高的功率因数。 由于具有独立的PFC级，还可对DC/DC级的直流输入电压进行调节，因此PFC的 输出电压比较精确；带负载能力强，适用于中大功率的驱动电源。缺点是所需元器 件较多，成本较高；功率密度低，损耗较大。

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Vout

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与传统LED路灯驱动电源相比，本文设计取消了单独的PFC电路，从而不需 要使用PFC电路中的大功率MOS管及高频变压器，同时也取消了 PFC电路与电压 变换电路之间的大功率、高反压、快恢复二极管和大体积、大容量、高耐压的电解 电容等元器件。这些元器件都是功率大、体积大、价格高的元件。本次设计将PFC 和DC/DC变换电路有效结合，结构简单，能够有效提高工作效率，降低成本，使 驱动电源工作稳定可靠。

t6561使用所谓的瞬时模式技术来达到使输入电流为正弦波形、及电流与电压 同相

位的目的。误差放大器将升压转换器输出的取样电压与内部参考电压做比较， 并产生正比于两者差的讯号；若误差放大器的频宽足够小的话，则此误差讯号于半 周内可视为一直流值；此误差讯号将被送入乘法器，并与整流后的输入取样电压做 乘积，乘积结果为一整流过后的正弦波形，其峰值大小与主电压峰值及误差讯号量 有关。乘法器的输出送入电流比较器的正向输入端，为PWM之正弦波形的参考讯 号；事实上，当第四管脚的电压（为电感电流与电阻的乘积）与电流比较器正向输 入端的电压相等时，功率MOS管的导通动作就被截止。若依此推论，则电感电流 的封包将是整流过后的正弦波形。在每一个半周的操作过程，证明系统有固定的导 通时间是可能的。从功率MOS管截止到电感电流为零时，电感对负载做放电释能 动作；当电感电流为零，电感上无储能，而漏极处于浮接状态，此时电感与漏极的 总电容产生共振；漏极的电压快速掉落到实时线电压i下，而ZCD信号又再次触发

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第三章基于L6561的反激式驱动电源的设计

功率

MOS管导通，另一转换周期也跟着开始。

具体应用电路如上图3-4所示：输出电压经于输出电压之回授电压，此电压与1内部2.5

R35、R45分压后，可于1管脚得 出正比

V之参考电位做比较后，再经 1管脚与2管

脚两端之补偿网络输出，以作为内部的乘法器输入之一；同时50Hz 电源电压经R35、R45分压，于3管脚得到一弦波电压R，亦为乘法器的另一输 入源，这两个电压经乘法器乘积后，可得一比例正弦波参考电压当7管脚栅 极驱动信号使功率MOS管导通时，电感电流依4/4斜率上升，流经电流采样电阻 R48,取电阻R48电压F4经4管脚与参考电压做比较，当时，7管脚输 出低电平，使功率MOS管截止。当功率MOS管截止时，

(f)

C

主线圈极性反转，此时辅 助线圈提供芯片电源与5管脚的参考电位。当主线圈之能量释放

ZCD内部电路为

负缘触发， 在下降至1.8V以下时则触发内部使7管脚输出高电平而使功率MOS管导通。因此 可看出经由APFC所得之平均电流波形为一完整之弦波，且其相位与AC电源同相。 经由主动式功率因子校正所得之PF值可达0.95以上。

完毕时，辅助线圈 之电位亦下降，所以5管脚的参考电位随之下降，由于

3.3反激式变换器的参数设计

反激式变换器电路的参数设计主要包括：反激式变压器的设计，功率开关管和 输出二极管的选择、缓冲电路的设计，下面对各个部分进行详细分析。

3.3.1反激变压器的设计

反激式电路中的高频变压器的绕制是反激变换器的设计重点，也是设计难点…。 它既作为变压器传输功率，又作为电感存储能量，如果参数不合理，则会直接影响 到整个变换

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器的性能，严重的会造成磁心饱和而损坏功率开关管。因此在绕制反激 高频变压器时应小心谨慎，而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳。高 频变压器的绕制首先是要确定合适的铁心，使它在输送功率时，铜损和铁损引起的 温升在额定的范围之内，然后再确定一次侧绕组和二次侧绕组的匝数。

开关电源的高频变压器磁芯一般是在低磁场下使用的软磁材料，应具有高磁导 率、低矫顽力和高电阻率的特性。因此在输出一定功率的要求下，可减轻磁芯体积。 高频变压器通常工作在20?50

kHz,甚至更高的频率上。它要求磁性材料在工作频率 上的功率损耗尽可

能地小。此外，还要求磁性材料饱和磁感应强度高，温度系数小。 在众多的磁性材料中，几乎每一种磁芯材料都可以应用在电源中，但没有任何一种 材料同时具备这三个特性，而且一些材料的价格昂贵。综合考虑，在工作频率为 50~100

kHz的范围内，铁氧体材料是最

好的选择，铁氧体是复合氧化物烧结体，电 阻率很高，适合高频下使用。

铁氧体的使用一定要在一定的居里温度以内，这是首先要考虑的问题，其次是 注意磁芯的结构、脆度、硬度、稳定性、磁导率及磁感应强度。在设计时，对工作 频率和噪声干扰应十分注意。在强磁场强度的作用下，磁性材料会收缩或膨胀，很 可能会出现磁共振所以磁芯变压器装在印制电路板上时，要注意切实黏接牢固，防 止出现机械噪声和电磁噪声。归纳起来如下：

(1) 选用较低的矫顽力。因为矫顽力低，辞职回环面积小，铁损低。

(2) 选用较高的电阻率。在一定的工作频率下，磁性材料的涡流损耗与电阻 率成反比。为降低磁性元件的损耗，选用磁性材料电阻率在100: 800

Q.cm之间。.

(3) 居里温度应足够高。如果磁芯材料的居里温度偏低，必然是磁芯的温升 接近居里温度，这样促使磁导率太低，饱和磁感应强度和电感值急剧下降，使电源 的功率开关管温度急剧上升，破坏振荡频率，以致电源无法正常工作。为确保开关 电源内部温度远低于磁芯的居里温度，宜选用居里温度7； >180°的磁芯元件。

(4)

适中的初始磁导率初始磁导率的选取，必须满足居里温度的要求。一 般来

C

i//m以上的材料和磁导率低于3000///m的材料的居里温度 一般可达180°C以上。因此，选用竓为2000?3000///W的磁芯用作电源变压器和滤 波用的电感元件是比较

说，磁导率在4000

合适的。当然，磁性材料的初始磁导率适当高一些，可以减 少变压器绕组的匝数，从而有利于减小分布电容和漏感，达到改善驱动波形。

(5)

恰当的磁感应强度。磁感应强度选高了，将使变压器很快进入饱和，导致 变压

器温度快速升高而发生烧毁；磁感应强度选低了，使变压器缺少足够的驱动功 能，输出功率达不到设计要求。

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