基于OFDM的80211a系统毕业设计

使用，用0来填充。短训练序列用于对时间及频率误差的粗略的和精确的估计，长训练序列用来估计信道脉冲响应或信道状态信息。 3.1.2 插入导频

在链路中，导频插入到4个子载波上，即前面所说的载波[12 26 40 54]，载波是经过BPSK调制的伪随机序列，这样做是为了能够防止频谱偏移以及加强自相关检测的性能。导频插入之前，先将复数符号的序列以48为单位分成若干组，由于交织前插入比特的处理，接收到的复数数目为48的整数倍。

3.1.3循环前缀的引入以及时延分析

循环前缀是OFDM系统的一个重要特色，它的基本思想是通过引入循环前缀从而形成保护间隔（GI），从而有效的对抗由于多径时延带来的ISI和ICI，方法是在时域把OFDM符号的后面部分插入到该符号的开始部分，形成循环前缀。保护间隔的长度接收端抽样开始的时刻TX应该满足下式：

Tg应该大于多径时延扩展的最大值。即在

?maxTXTg<< （3.1）

其中

?max是最大多径时延扩展，当抽样满足该式时，由于前一个符号的干扰只会存在于[0，

?max]，所以不会产生ISI。同时，由于OFDM延时副本所包含的子载波的周期个数也为整数，时延

信号就不会在解调过程中产生ICI。 3.1.4加前导训练符号

从1到10为短训练符号，同为16取样长度。C12为32取样的循环前缀以保证第二部分长训练符号1，2不受短训练符号间干扰的影响。长训练符号为64取样的长OFDM符号。

图3.2 802.11aPLCP前导

第一部分用于同步（信号检测、AGC、分集选择、频偏估计和捕获定时），而第二部分用于信道估计。PLCP前导，包括10个短序列和2个长序列。

3.2 编码 3.2.1 信道编码 3.2.1.1 卷积编码

OFDM系统中采用的是前向纠错法中的卷积编码。卷积码是目前最为广泛应用的信道编码，IEEE802.11a标准就是采用（2，1，7）卷积码。码率为1/2，可以结合打孔来获得其他码率的编码。卷积码是一种非分组码，编码器在任何一段时间产生的n个码元，不仅决定于这段时间的k个信息位，而且还取决于前N?1段规定时间的信息位，这时监督位监督着这N段时间的信息。这N段时间的码元数目nN称为卷积码的约束长度。

在OFDM系统中，只对Data部分进行卷积编码，Data中包括Service、PSDU、尾比特以及插入比特，分别按照要求的速率R=1/2、2/3或3/4来进行卷积编码。卷积编码分为上下两路，两路采用的生成多项式分别为：g0=133(8),g1=171(8),即用八进制表示。对应的编码器如图3.3所示：

输入数据 Tb Tb Tb Tb Tb Tb

支路2输出 图3.3 卷积编码器

3.2.1.2 Viterbi译码

一般说来，卷积编码的译码有两种方式：一种是代数解码，它利用编码本身的代数结构进行解码，不考虑信道的统计特性；一种是概率解码，这种解码方法在计算时要用到信道的统计特性。Viterbi译码属于概率解码，它的基本思想是最大似然算法：把接收到的序列与所有可能的发送序列进行比较，选择一种距离最小的序列作为发送序列。采用硬判决或者软判决解调可以很容易实现Viterbi算法。但在本链路中，Viterbi译码采用的是软判决，这是因为这种方法所获得的性能提高不需要浪费任何通信资源。

3.2.2 交织

交织主要是为了防止在传输过程中，发生用户信息比特丢失的情况时，不至于丢失某一个用户所有的信息，而只是会丢失若干个用户的信息，根据剩下的信息比特依然可以恢复原始信息，也就是将丢失的比特分散，从而达到降低误码率的目的。如果系统在一个纯粹的AWGN环境下运行，就不需要交织，这是因为通过重新分配位的方法是无法改变误码分布的。而802.11a系统通常假定运行于慢衰落信道，故可以交织。 3.3 子载波的调制与解调 3.3.1 调制

对于OFDM系统来说，只能采用幅移键控（ASK），相移键控（PSK）的调制方法，这是因为子载波是频率正交，并且携带独立的信息，调制子载波频率会破坏这些子载波的正交特性。802.11a的四种调制方式为：BPSK、QPSK、16-QAM、64-QAM。

这里我们设计调制器主要问题是采用什么样的星座图，星座图上的点是以单个符号（symbol）在传输，所采用的星座图关系到一个通信系统的许多重要特性，比如比特误码率（BER）、功率峰值与平均值的比率(PAPR)和RF频谱形状。最小距离（任意两个点之间的最小距离，因此

dmin）是它的一个重要参数，它是指星座图中

dmin决定了噪声的最小量。需要由该最小噪声来生成判决差错，

式（4.5）定义的Q函数用于计算一个星座图实际的BER或

Pb，Q函数的值等于服从零均值、单位方

差的正态分布的随机变量的概率密度函数（PDF）尾部的面积。

Q(x)?12???xedt?t22x?0

（3.2）

EbEsPbE?kEbNN是每比特能量与噪声的比值0或者信号能量与噪声的比值0的函数，这里S.在

星座图中

Pb与Q函数的关系一般形式如式（3.3）所示。

?Eb?Pb:Q??N0?? （3.3）

EbEbNN参数越大，Q函数的值就越小，所以式（3.3）显示较大的的0值对应更好的性能。对于相同的0EbddN值，不同的星座图有不同的min，对于给定0，具有最大的值min的星座图具有最好的性能。

最小距离的大小取决于多个因素：星座中点的个数M，平均功率

Pave和星座的形状，其中最重要的

kd是星座点的个数，它是由每传输一个符号所对应的比特个数k来决定的：M?2。影响min的另

一个重要的因素是星座图的形状，设计星座形状有两个主要的目标，首先是保证传输信号幅度恒定不变，第一个目标是尽量改善

dmin。即对于给定的

Pave,在放置这此点时要使得

dmin最大。

3.3.2.1正交相移键控（QPSK）

相移键控（PSK）调制是通过改变载波的相位来传输信息的，而载波的幅度保持不变，因此PSK调制又叫做等幅调制。式(4.9)表示的是PSK信号的载波波形，调制是对

?k项进行的。

s(t)?cos(wct??k) （3.4）

表3.1 PSK调制的距离特征

调制方式 Pave 2归一化dmin值 SNR BPSK 1 4.00 — QPSK 1 2.00 3.00dB 8-PSK 1 0.5858 5.33dB 16-PSK 1 0.1522 5.85dB 对于BPSK和QPSK，可以精确地导出PSK调制的符号差错率，而对于QPSK，Ps表达式要比BPSK复杂，如式（3.5）：

?2EbPs?2Q??N0???1?2Eb???1?2Q??N0????????? （3.5） ???QPSK的格雷码映射为：00 、01、11、10，其星座调制图如图3.4：