基 于 OFDM 的 802.11a 系 统

图2.4 星座映射的过程

OFDM中的星座映射，其实只是一个数值代换的过程。比如输入为“00”，输出就是“-1+1i”。它为原来单一的串行数据引入了虚部，使其变成了复数。这样一方面可以进行复数的FFT变换，另外，进行星座映射后，为原来的数据引入了冗余度。因为从原来的一串数，现在变成了由实部和虚部组成的两串数。引入冗余度的意义在于以牺牲效率的方式降低误码率。通过牺牲效率来换取可靠性在通信上是一种非常经典的思想。 2.7 串并变换和FFT

在星座映射之后，下面进行的是串并变换，将串行数变为并行，主要是为了便于做傅立叶变换。串并变换之后进行傅立叶变换，在发射端是反变换（IFFT），在接收端是下变换（FFT）。最后再通过并串变换变为串行数据。

其实串并变换和并串变换都是为了FFT服务的。如果把它们三个看作一个整体的话，那么相当于输入和输出都是串行的数据。假设是64点FFT的话，那么一次输入64个串行数据，再输出64个串行数据。

这样做是为什么呢？分析FFT的意义，虽然它的输入和输出都是64个数，但是对于输入的64个数来说，它们互相之间是没有关系的。而输出就不同了，经过了FFT变换，输出的64个数相互之间有了一定的关联。

在理论上说，就是用输入的数据来调制相互正交的子载波。从直观上来看，64个数之间产生了互相间的关联，如果有一个数据在传输中发生错误的话，就会影响其它的数据。这就是采用FFT所起到的作用，也是OFDM技术的精髓所在。 2.8插入循环前缀

OFDM调制中还有一个必不可少的步骤是插入循环前缀。尽管OFDM通过串并变换已经将数据分散到了n个子载波，速率已经降低到了n分之一，但是为了最大限度地消除符号间的干扰（ISI），还需要在每个OFDM符号之间插入保护前缀，这样做可以更好地对抗多径效率产生的时间延迟的影响。

有意思的是，与FDM中的使用频率保护间隔类似，对于OFDM这样的频率使用率高的系统来说，需要在时域上插入保护间隔。如果对时域和频域相互关系理解较为深刻的话，也许可以找出其中的内在联系。插入循环前缀本身非常简单，就是把每个OFDM符号的最后一部分提到符号前，使整个符号加长即可。如下图所示。

图2.5 插入循环前缀

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2.9对于OFDM调制过程的理解

通过上面对于OFDM调制过程三个步骤原理的描述，已经作了一个初步的介绍。下面再回到OFDM发射端的图，写一写我自己对于OFDM调制过程的理解。 如果把OFDM技术发射端的结构图分成两部分：一部分是OFDM数字调制部分；另一部分是无线发射部分。前一部分是数字处理的部分，后一部分是发射模拟波形信号的部分。如图所示。

图2.6 OFDM发射端组成图

在数字通信中，除了D/A变换和无线发射信号以后，在空间中传播的是模拟信号，在发射机的系统中，也就是上图所示的OFDM调制部分，始终都是在传输数字的信号。调制的过程，其实就是在做一个数字处理的工作。输入一串数据，经过数值上的代换后变成另一串数据输出。整个调制的过程可以看作一个函数：y=f(x)。x是输入的串行数据，f代表调制的过程，y代表输出的数据。所以如果不考虑那些复杂的理论，那么在OFDM的物理层上的所有工作都是按照一定步骤不断地做函数变换，设计OFDM物理层硬件的过程也就是实现OFDM函数变换的过程。

具体来看，星座映射是将比特流在数值上变换为以星座表示的规范的数值，FFT是将一串数变成另一串相互间有关联的数，而循环前缀的插入进一步引入了冗余度，使数据扩展得更长。 从这个角度上来说，OFDM技术也可以看成是一种编码技术。它将一般数值的比特流进行OFDM编码后传输。和未经过OFDM编码的数据相比，假定以相同的速率传输，以OFDM编码的数据在传输的过程中具有频带利用率高，可以对抗多径效应等等的优点，而且误码率也更小。

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第三章 802.11a仿真平台的搭建

3.1 仿真模型和链路参数设置

仿真链路分为三个模块：发送端，信道，接收端。具体链路链接如图所示：

输入信号 扰码 卷积编码 交织 调制 发射分集空时编码 发射模块 加前导训练符号 信道 分组检测 频偏估计及纠正 符号 定时 FFT并分离出前导，导频和数据符号 信道估计 加CP IFFT 插入导频

接收模块 接收数据 计算误码率 Viterbi译码 解交织 解调 接 收 分 集（MRC）和空 时 解 码 相位跟 踪 图3.1 802.11a链路仿真图

3.1.1 802.11a链路编解码参数

FFT_size=64; ?T长度

Num_sub=52; %占用子载波数目,取偶数

CP_size=floor(FFT_size/4); %循环前缀长度，须取非负整数

Num_symbol=14; %每帧包含OFDM符号数目,不包括2个前导序列符号 Sub_spacing=25000; %子载波间隔，单位Hz

Sample_time=1/(FFT_size*Sub_spacing); %采样时间间隔，单位s Code_type=0; %编码方式 0-->NSC卷积码,1-->RSC卷积码 G_coder=[1 1 0 1; 1 0 0 1]; %卷积码生成多项式

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mg=size(G_coder,2)-1; %寄存器数目 decoder_type=0; %译码方式，0~4

调制符号映射到64点离散傅立叶逆变换(IDFT)的子载波上，从而形成一个OFDM符号，注意由于带宽的限制，只有48个子载波可用于调制，4个子载波预留给导频用，剩下的12个子载波没有使用，用0来填充。短训练序列用于对时间及频率误差的粗略的和精确的估计，长训练序列用来估计信道脉冲响应或信道状态信息。 3.1.2 插入导频

在链路中，导频插入到4个子载波上，即前面所说的载波[12 26 40 54]，载波是经过BPSK调制的伪随机序列，这样做是为了能够防止频谱偏移以及加强自相关检测的性能。导频插入之前，先将复数符号的序列以48为单位分成若干组，由于交织前插入比特的处理，接收到的复数数目为48的整数倍。

3.1.3循环前缀的引入以及时延分析

循环前缀是OFDM系统的一个重要特色，它的基本思想是通过引入循环前缀从而形成保护间隔（GI），从而有效的对抗由于多径时延带来的ISI和ICI，方法是在时域内把OFDM符号的后面部分插入到该符号的开始部分，形成循环前缀。保护间隔的长度在接收端抽样开始的时刻TX应该满足下式：

Tg应该大于多径时延扩展的最大值。即

?max

其中

?max是最大多径时延扩展，当抽样满足该式时，由于前一个符号的干扰只会存在于[0，

?max]，所以不会产生ISI。同时，由于OFDM延时副本内所包含的子载波的周期个数也为整数，时

延信号就不会在解调过程中产生ICI。 3.1.4加前导训练符号

从1到10为短训练符号，同为16取样长度。C12为32取样的循环前缀以保证第二部分长训练符号1，2不受短训练符号间干扰的影响。长训练符号为64取样的长OFDM符号。

图3.2 802.11aPLCP前导

第一部分用于同步（信号检测、AGC、分集选择、频偏估计和捕获定时），而第二部分用于信道估

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