接收前端组件的研究与设计

端参考阻抗和微带线特性阻抗z0均为50 Q，则源和负载端口反射系数应为r so=O且r1 Lo=O。首先，把r’SO和r1 sopt*标在同一Smith导纳圆图上(如图4．7 所示，分别对应于点3和点1)。然后，既可以从负载端开始向源端做匹配，也可 以从源端开始反过来向负载端做匹配。这里选择从1-\．71么一24．7。点

(点1)沿等反射系数圆向源方向(顺时针)旋转，与1-\对应的等电导圆(即g=1 的圆)相交于点2，可得输入端串联传输线长为L1—0．153入g(入g为波导波长)， 并联开路短截线长为L2=0．324入g。

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Zo VSWR 0 r Y Z 50．00hm 。1 718．3：1 538．54’1．00，1 41．1B?? 0．0001一jn．0568 0．03·j17 62 ～+??一?uJ～????一???十?w}～???iP?Ⅲ?v～+_～???一????????～? 图4．7第一级LNA输入匹配网络Smith圆图设计 ．．43．．

电子科技大学顶士学位论文

因为L2长度大于丢以，所以为了节约空间，可以用电感来代替它，smith圆 图匹配如图4．8所示，可得L2=2．6rd-I。

蓊麓嚣嚣霪霪霪笺毳霾鬟麓缓篱囊翁蒸溺辫攀鬓爹麓翳lli鬻雾攀霪鬻羹豢磐簟划型

昧潍№de I毗g蜘m Z．．oom Ex_．oort坳ndⅢ№Ip Zo

50．0 Ohm 一0 r Y Z

1．01』0．66，1 52．4277 0．0426‘j0．0456：1 0．93+j11．72 图4．8 输入匹配网络中长的开路线用电感代替

LNA的输出匹配电跆胜便F。E’I’友拜出最大瑁盆任能。即为'『买士兕埋忍切翠 传输，获得较好的输出驻波比，输出匹配电路应该采用考虑了输入输出耦合效应 的非单向化共轭匹配：

rrDDlflff：f^s：Izz^+焉sI百zz+两S12S2i1Fs(4-1)

由上一步设计r s=r sopt，代入式(4—5)后得该微波FET输出端口反射系数 roⅢ=szz+了S二12j$i21亍Fs了2。．36么一62．45。(4·2) 第四章1．5GHz，1．6GHz开关放人器的{殳计

与输入匹配方法一样，得Smith匹配圆图如图4．9所示： 则L3=0．069入g，L4=6．7nH。 髀津瞥嫩j蛳Ⅻ驯蝴 一Zo一?一?一

50．0 0hm

，VSWFI一：0—1一一～?一?——Y?～??～一，Z??? 52．2：1 __24．77；0．96，108．●377《0．0011一jO．0277— 1．45·j36．02 图4．9第一级LNA输出匹配网络Smith圆图设计 4．4．2 一级放大器ADS软件仿真优化

选用基片的相对介电常数￡r=4．46，厚度h=0．635mm，铜箔厚度30urn。用 ADS软件中的LineCalc算出50 Q阻抗线线宽约为1．2mm，导波长入g=106．2mm。 根据前面所得设计数据可算出各匹配线长度分别为：

L1=O．1 53入g：1 6．3mm L2=2．6nil L3=0．069入g=7．3mm L4=6．7nH 仿真结果如图4．10所示：

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’●o ’●2 ’-● 1●● 1●● ’●o ’●2 fr●q c●Hz

图4．10 第一级LNA仿真优化结果图 ．．45．．

4．4．3 两级放大器设计

可以看到一级放大器的增益可以达到18dB，所以两级的话能够达到36dB，所 大于所要求的25dB，所以可将第二级与第一级相同的电路级联，然后再利用ADS 的优化设计，而且为了使电路稳定，在输出匹配电路中串联一个阻值在5．10Q的

电阻。因为增益远远满足要求，所以只对噪声系数、输入输出驻波进行优化，如 图4．11所示： Goal

0ptJmGoal2

E印r掣n自【2)。

SimInstanc8Name=”SPl。 Min=O Max=O．4 Weight=-

RangeVar[1]=\。 RangeMin[1]=1．5 GHz RangeMa坷1户1．62 GHz GoaI

OptJmGoal4 Expr='VSWRl。

Sim InstanceNamensPl。 Min=0

Max=1．7 Weight=-

RangeVar[1 1=\。 RangeMin[1】．1．5 GHz RangeMa疆1 1=1．62 GHz GoaI

OpUmGoal5 Expr=WSWR2。

Sjm 1115tan∞Name=。SPl。 Min=0 Max=2 Weight=

RangeVar[1]=\。 RangeMin[1】=1．5 GHz RangeMax[1卜1．62 GHz

图4．11第一级LNA的ADS仿真优化目标 得到优化仿真结果图如图4．12所示：

图4．12两级放大器级联的ADS仿真优化结果 第四章1．5GHz．1．6GHz开关放大器的设计

为了得到所要求的30dB的增益，可以在级间加一个2dB的n型电阻衰减器，

以增加放大器的稳定性，以及级间的匹配，然后再在末级加上5dB的n型电阻衰 减器。对于匹配电路中的电感是直接接到地，直流偏置电路会经此电感到地，所 以需串联一个1000pF左右的电容，使它能够隔断直流，不影响直流偏置。整个的 仿真电路如图4．13所示：

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图4．13加了电阻衰减器的两级放大器ADS仿真优化结果

从图4．13可以看到，低噪声放大器噪声系数小于0．6，增益大于30dB，增益波 动

4．5 PCB和腔体设计 4．5．1腔体的布局

开关放大器包含开关驱动电路、开关和低噪声放大器的射频电路、还有电源 电路，为了防止低频信号与射频信号之间的相互干扰，将电源电路和开关驱动电 路布于腔体的一侧，射频电路布于腔体的另一侧，中间用腔体隔离。所以电路元 件都位于电路板的一面，另一面铺地，紧贴在中间的隔离腔体上。 4．5．2核心器件的布局

根据器件尺寸的要求，先布局射频电路的元器件，从输入到输出的方向尽量 走直线，避免环形直线，当微带线过长时导以90。的转角。输入端与输出端的边 线应避免相邻平行，以免产生反射干扰。

根据射频电路板上开关偏置电压控制信号的位置确定与之相对应的在低频板

上的位置(两信号通过过孔连接)，然后确定开关驱动电路的区域，在剩余的区域 内布电源电路。 4．5．3 电源的设计

电源系统的干扰是影响系统正常工作的重要干扰源，在电路中存在多个元器 件共用一个电源，为了防止低频、高频干扰信号通过电源线影响各器件的正常工 作，通常在各个器件的电源线上加入LC兀型滤波器。电感L可以取uH级，大容 量的电容可以取10uF，用以抑制低频信号的干扰，小容量电容可以取O．1uF或是 容量更小的电容100pF来抑制高频信号的干扰。

低噪声放大器的电源采用双电源偏置的方式。SPF．2086TK的偏置为VDs=3V， IDS=20mA(VGs=-0．38V左右)。Vos由电源电压+5V经过三端稳压器ASlll7稳压至 +3V。Vas由电源电压+5V经过反向变压器TPS60403至．5V，然后经过电位器得到。 4．5．4接地的设计

接地方式通常有单点接地和多点接地两种，在低频电路中，应采用单点接地 第四章1．5GHz—1．6GHz开关放大器的设计

的方法，而在高频电路中，应采用多点接地的方法。多点接地将所有需要接地的 点都接在一个接地导体面上，该接地导体面又与接大地的屏蔽外壳大面积接触作 为一个相同的低阻抗通路，这种接地方法可以减小电磁干扰。 4．6 调试中出现的问题与改进措施

调试过程中，出现了一些比较关键的问题，通过和导师的交流和反复的调试 解决了问题。其中的问题主要在于以下几个方面：

1、调节栅极的电位器时，漏极电流突然变为零，原因很可能是电位器是直接 接地的，那么栅极的电压达到0V时，漏极的电流会很大，很有可能超过了漏极电 流允许的最大值，所以造成管子永久性损坏，所以在电位器上加分压电路，根据 工作点先调整好分压电阻，然后调节电位器，而且电位器从最小值开始调节，漏 极电流慢慢增大。

2、调试的时候先调增益和驻波，但是主要是调节级间匹配电路和输出匹配电 路，如果调节输入匹配过多的话，对噪声系数影响会很大。 3、注意用网络分析仪测量增益和驻波的时候先用校准头校准。 4．7装配与测试

1．5GHz一1．6GHz开关放大器的外观图如图4．14：

图4．14 1．5GHz一1．6GHz开关放大器信号部分(70mm×40mm×25mm) ．．49．．

电子科技火学硕士学位论文

电源、开关信号控制部分如图4．15：

图4．15 1．5GHz．1．6GHz开关放大器电源、控制部分

用网络分析仪、噪声系数仪对开关放大器进行测试，结果如表4．2： 表4-2 1．5GHz．1．6GHz开关放大器测试结果 频率f(GHz) 1．5 1．52 1．54 1．56 1．58 1．6 增益Ga(dB) 30．5 30．3 30．2 30．2 30．2 30．1 噪声系数NF(dB) 1．7 1．68 1．67 1．63 1．52 1．5 输入驻波比1．4 1．36 1．3 1．5 1．6 1．7

输出驻波比1．46 1．44 1．43 1．42 1．37 1．36 隔离度(dB) 41 41．5 42．O 43 41．5 41

由表4—2可以看出，开关放大器的噪声系数低于1．7dB，增益大于30dB，增益