Ghz车载雷达原理与设计大报告

工作原理 通过发射频率调制的连续波信号从回波信号提取目标距离和速度信息 使用环合器、混合接头方法使发射机和接收机隔离 可测量近至数米的距离 测量精确度较高 体制结构简单，调制方便 体积小，重量轻 利用信号频域特性分辨和检测目标 优点 时间分割方法 共用天线 收发距离高 距离分辨率高 雷达信号发射之后收发开关的有限恢复时间使得近距离目标不能被检测 距离分辨率与实际最大探测距离存在矛盾 缺点 难以同时测量多个目标 收发之间隔离度较差 发射功率有限制 发射机噪声影响接收机灵敏度 综上，FMCW是在连续波雷达的基础上发展起来的，同时又具备了许多连续波和脉冲雷达所不具有的特点，一般汽车雷达系统倾向于采用结构简单，成本较低，适合做近距离探测的连续波雷达体制。 2.4简单的射频系统方案

这里以车载雷达系统方案为例，一般都会采用FMCW体制。

图2-6基本雷达系统框图

一个完整的雷达系统主要包括如图2-6的几个部分：发射机、接收机、信道与噪声等，对应实际中的微波组件即发射组件、接收组件、天线与射频源。

3发射链路设计

3.1发射链路设计方案

论文所设计的发射链路主要包括三个部分：压控振荡器、功率放大器、功率分配器。其中，压控振荡器通过调谐电压产生调频连续波信号，功率放大器把发射信号放大到所需要的功率范围，功率分配器将输出功率分为两路：一路作为本振信号输入混频器，另一路作为发射信号由天线发出。发射链路设计框图如图3-1所示。

图3-1发射链路框图 3.2压控振荡器的设计

振荡器是将直流电源能量转化成交流能量的电路，为了在没有外部输入信号的情况下产生自我维持的输出振荡信号，振荡器自身需要有正反馈和足够的增益，用来克服反馈路径上的损耗，同时需要具备选频网络。影响振荡器性能的主要指标包括振荡频率、振荡幅度、线性度和相位噪声等。

论文需要产生中心频率24.5GHz，带宽500MHz的调频信号，调制信号为频率1kHz的三角波信号。这里以Hittite公司生产的HMC739LP4E芯片为例，这是一款异质结双极晶体管单片微波集成电路，将谐振器、负阻元件、可变电容二极管一体化，具有很好的相位噪声性能。表3-1给出了芯片手册所提供的主要性能参数。

表3-1HMC739LP4E芯片主要参数(VCC=+5V，T=25℃)

参数名称 频率范围 输出功率 100KHz处相位噪声 调谐电压 工作电流 最小值 3 1 160 典型值 23.8-26.8 最大值 14 单位 GHz dBm dBc/Hz V mA -93 200 13 220 采用介电常数为2.55，厚度0．5mm的板材设计，对HMC739LP4测试板进行性能测试。图3-2所示为HMC739LP4E测试板实物图。

图3-2VCO测试板实物图

VCO的线性度对FMCW汽车防撞雷达的系统精度具有很大的影响，一般的，在利用负阻振荡器等方法设计VCO时，都需要通过开环或闭环校正技术，对VCO进行线性度校正。对于HMC739LP4集成芯片，首先需要测试其线性度，通过调节Vtune输入引脚的电压，使输出信号的频率范围在24．25～24．75GHz，记录输出信号频率与调谐电压的关系，对VCO的线性度进行测试。

表3-2改变调谐电压对应输出频率关系

Vtune(V) 2.112 2.182 2.242 2.300 2.381 2.450 Freq(GHz) Vtune(V) Freq(GHz) 24.25 2.536 24.55 24.30 2.600 24.60 24.35 2.687 24.65 24.40 2.750 24.70 24.45 2.847 24.75 24.50 利用Origin软件，做出输出信号频率与调谐电压的测试曲线，如图3-3所示。

图3-3VCO输出频率与调谐电压关系测试

可以看出，在24.25-24.75GHz的500MHz带宽范围内，输出信号频率与调谐电压基本成线性关系，且调谐电压范围在2～3V之间。 3.3功率放大器的设计

射频功率放大器位于发射机后端，作为发射机的关键模块，它用来放大射频信号以 达到一定的输出功率要求，送给天线发射。在功率放大器的使用中，影响其性能的主要 指标包括：输出功率、增益、输入输出反射系数、线性度等。

论文中，根据混频器的需求，需要+15dBm的本振信号输入，考虑到功率分配器3dB等分，因此VCO输出至少要达到18dBm，而VCO实际输出实测只能达到9dBm，因此需要经过一级功率放大器。选取Hittite公司生产的HMC442LC3B型功率放大器，该款功放可用于17.5-25.5GHz频段，表3-3为该芯片在24.0-25.5GHz频带内主要性能参数。

表3-3HMC442LC3B主要性能参数

参数名称 频率范围 增益 输入反射系数 输出反射系数 输出1dB压缩点 三阶交调点 工作电流 19 8 最小值 典型值 24.0-25.5 11 5 12 22 26 84 最大值 单位 GHz dB dB dB dBm dBm mA 由上一节知道，VCO输出功率9dBm，通过功放后输出功率约为20dBm，在功放正常输出功率范围内，同时考虑到后级通过3dB功分器，因此进入混频器的本振信号功率约为

17dBm，也满足混频器所需的15dBm本振信号的要求。因此，该款功放能够满足该课题的要求。

同样采用介电常数为2.55，厚度0.5mm的板材设计，对HMC442LC3B测试板进行性能测试，测试所需仪器包括：双路电源，信号源，频谱仪，矢量网络分析仪。图3-4为HMC442LC3B测试板实物图。

图3-4功放测试板实物图

上电时，先上栅压，再上漏压，通过微调栅压，使得芯片的工作电流在84mA左右。然后利用矢量网络分析仪对功放的增益和输入输出反射系数进行测试。图3-5了S参数测试结果。可以看出，24.5GHz时增益7.2dB，输入反射系数-3.2dB，输出反射系数-15.3dB，500MHz带宽内增益平坦度约为1dB，与芯片手册提供的数据与小信号S参数仿真结果相比，增益及输入反射系数的测试性能有所下降。通过分析，考虑可能由以下几点原因导致：

（1）在测试过程中，发现芯片的接地对性能起到重要的影响，尤其在高频情况下，一旦芯片的接地较差，很容易产生自激。

（2）高频下很容易受到测试环境的辐射干扰，可以为测试板单独做一个封闭的盒子以减少辐射产生的影响。

（3）输入输出微带线周围的地孔与传输线距离较近，形成共面波导，从而与设计时计算的线宽有差异，从而影响输入输出反射系数。

图3-5功放S参数测试结果

设置信号源输出信号频率为24.5GHz，功率0dBm，通过功放在频谱仪上测试功放输出功率。通过逐步增加信号源输出信号功率，对功放的1dB压缩点进行测试。图3-6为功放1dB压缩点测试曲线。

图3-6功放1dB压缩点测试

从测试结果可以看出，该功放输出功率1dB压缩点在22.5dBm左右，与芯片手册所提供的22dBm典型值吻合。 3.4功率分配器的设计

功率分配器是用于功率分配的无源微波器件。在功率分配中，一个输入信号被功分 器分成两个或多个较小的功率信号。常见的功率分配器有：T型结功率分配器和威尔金森功率分配器。其中T型结分配器又包括无耗分配器和电阻性分配器。无耗T型结功分器不能在全部端口匹配，且输出端口之间没有隔离：电阻性功分器虽然可以在全部端口匹配，但不是无耗的，且输出端口之间同样达不到隔离。威尔金森功分器的特点是：在输出端口都匹配时，仍具有无耗的有用特性，只耗散反射功率。 论文采用3dB威尔金森功分器结构进行设计。采用介电常数2.55，厚度0.5mm的板材，首先在ADSLineCalc工具中计算出50欧匹配传输线的宽度和70．7欧四分之一波长微带线的长宽。然后利用HFSS对3dB威尔金森功分器进行建模，如图3—7所示。其中用于平衡两个输出端口，吸收反射功率的隔离电阻采用LumpRLC模型。通过微调传输线长度、四分之一波长微带线的间距、圆弧角度和隔离电阻的位置等参数，进行优化仿真，最终得到中心频率24．5GHz，带宽1GHz下的S参数仿真结果，如图3—8所示。

图3-73dB威尔金森功率分配器的HFSS建模

图3-83dB威尔金森功分器仿真结果

从图3-8可以看出，中心频率24.5GHz时，功分器两路输出达到平衡，插入损耗小于0.6dB，输入反射系数约在-15dB左右，两路输出反射系数约为-12.5dB，端口2和端口3的隔离度大约-20dB。

利用Agilent公司生产的E8363B型矢量网络分析仪对实物进行测试。图3—9给出了测试板的实物图。

图3-93dB威尔金森功分器测试板实物图

图3-10给出了3dB威尔金森功分器测试结果。

图3-103dB威尔金森功分器测试结果

与图3—8所示的仿真结果相比较，3dB威尔金森功分器实测性能在反射系数、隔离度、插入损耗等方面都差了一些。其中，输入反射系数只有-7dB左右，两个输出端口的反射系数均在-10dB以下，隔离度接近-20dB，插损约2.5dB，不平衡度在0.5dB左右。分析原因，一方面与设计本身有关系，另一方面可能受到测试环境和测试方法的影响：考虑到测试时输入1端口通过SMA接头连接，而输出2、3端口通过高频夹具连接，可能由于SMA接头在高频时的损耗和失配导致输入反射和插入损耗性能的恶化。

4接收组件设计

4.1雷达接收机

雷达接收机的功能是经过放大器、滤波器、下变频器数字化回波信号，以最大限度的区分需要的回波信号和不需要的干扰。雷达性能通常用所能检测到的给定散射界面目标的最大作用距离来表征。雷达方程的基本形式可表示为：

(4-1)

其中，Rmax是最大探测距离；Pt是发射信号功率；Gt是发射天线增益；Gr是接收天线增益；λ为发射电磁能量的波长；σT为目标的雷达散射截面；Smin为接收机最小可检测的信号。

24GHz车载雷达系统需要体积小成本低的接收机，目前的接收机种类主要有：超外差接收机、零中频接收机和数字中频接收机等等。超外差式接收机具有较高的灵敏度指标，但是其中频结构比较复杂；数字中频接收机则对A/D转换器的性能具有较高的要求；相对而言零中频接收机更加符合应用要求。零中频接收机（Zero-IFarchitecture）结构框图如图4.1所示。该系统包括锁相环（PhaseLockedLoop，PLL）、接收机信号强度指示器

（ReceivedSignalStrengthIndicator，RSSI）和滤波器。这种接收机的下变频不经过中频直接转化成两路相互正交（I/Q）的基带信号。由于镜像干扰信号的功率电平等于或者小于所需的信号，且只有一个本振用于下变频，所以该结构的镜像干扰问题较低，并且镜像干扰滤波器在集成芯片片内完成，电路结构简单，用于24GHz车载雷达体系，易于接收机的小型化，其低成本、功耗小，具有显着优势。

图4-1零中频接收机系统框图

但是零中频接收机不可避免的存在一些问题。首先，本振信号与载波信号相同，寄生的本振信号会从接收机泄漏到天线，这会干扰其他同样频率的接收机，即通常所说的本振泄露；其次，偶数阶形变会进入基带并且不可被抵消，即有偶次失真干扰；最后，接近直流信号的来自有源设备的闪烁噪声接近直流信号，这会恶化信噪比，即存在直流偏差。这些问题在设计零中频接收机中都需要加以考虑，通常采用加大射频端口间的隔离度、采用差分结构等等加以解决，使其适应工作需要。 4.2雷达接收组件主要技术参数 4.2.1噪声

噪声系数是接收机输入与输出信噪比的比值，其表达式为：