永磁同步电机弱磁控制的控制策略研究

内埋式永磁同步电机运行过程中电流、电压轨迹曲线如图4所示。基速以下，电机运行在恒转矩区域，采用线性最大转矩电流比(MTPA)控制可以使永磁同步电机获得最大的电磁转矩[11]，如图中OA曲线所示。随着转速的升高，电机将沿着最大转矩电流比曲线OA和最大转矩电压比(MTPV)曲线BC之间的恒转矩曲线运行，即为弱磁区域I(FWRl)。在更高的转速范围，电机沿着MTPV曲线BC运行，即上述弱磁区域2(FWR2)，如图2所示。对于给定参考转矩瓦，随着转速的升高，电机沿着恒转矩曲线DE运行，到达E点之后，如果转速继续升高，电机将沿着MTPV曲线EC运行，其输出转矩逐渐减小M。在弱磁过程中，最主要的是确定设定电流修正值的大小。首先根据电机的运行曲线确定其所在的弱磁区域(FWRl、FWR2)，再根据所在的弱磁区域，对电流设定值进行相应的修正。

（二）采用改进的超前角控制弱磁增速

超前角弱磁控制算法是目前较为常用的弱磁控制方法[12]。运用该算法控制表贴式永磁同步电机运行于弱磁区时，随着负载的增加，通常会出现如下问题： 从恒转矩区到恒功率区的过渡过程中，出现较大的电流震荡，从而引起速度波动，系统的动态性能变差。而在恒功率区，会出现稳态速度下降的现象，稳态时的速度和电流波动也会变大，系统的稳态性能不佳。

1. 表贴式永磁同步电机数学模型及传统超前角弱磁控制算法 d－q轴系下表贴式永磁同步电机定子电压方程为[13]

dud?Rsid?Ldid??rLqiq

dtdiq??rLdid??r?f （4） uq?Rsiq?Lqdt式中：Ld和Lq分别为直轴和交轴同步电感，且Ld=Lq，Rs为定子相电阻，?r为转子的电角速度，?f为转子永磁体产生的励磁磁场的基波磁链。电机高速稳定运行时，忽略定子压降，电压方程可以改写为

id

uq??rLdid???rf （5）

电机定子电压us?ud2?uq2 由式（5）可得

us??r?Lqiq???Ldid??f? （6）

22由式（6）可以看出，当电机定子电压达到逆变器的输出极限时，为了使转速?r升高，只能通过增加直轴去磁电流分量id和减小交轴电流分量 iq，以维持电压平衡，达到弱磁调速的目的。

图4为传统超前角弱磁算法的控制框图，其基本原理为：以电流环的输出值作为电压 PI 调节器的输入控制量，与给定电压 Umax之间的差值通过电压PI 调

节器来控制电机定子电流矢量与 q 轴之间的超前角 ?。Umax为Udc/3，其中

Udc为逆变器直流母线电压。当 us低于 Umax时，由于饱和环节的作用，PI 调节器处于正向饱和，输出电流超前角?=0，此时id= is，sin?= 0，电机运行在恒转矩区。当 us高于 Umax时，电压 PI 调节器输入为负值，PI 调节器开始退出饱和，输出负的超前角?(??/2???0)，产生负向 d 轴电流分量，电机进入弱磁工作区。同时对id还要采取一定的限制，使其小于电机的最大去磁电流。[14]

图4 传统超前角弱磁算法框图

2．改进的 SVPWM 过调制算法

表贴式永磁同步电机采用传统超前角弱磁控制算法加载运行时，当给定电机转速超过其转折速度，在其升速阶段，会出现 d，q 轴电流的剧烈震荡，进而导致速度的波动，电机没有实现从恒转矩区到恒功率区的平滑过渡。电流的剧烈震荡通常会引起驱动器的过流保护，同时引发逆变电路较大的di / dt 和 dv / dt，增大电机运行时的电磁干扰，降低功率器件的使用寿命。通过分析得出在弱磁调速的升速阶段，电流环的输出即电压指令值在某些瞬会超过 SVPWM 算法的输出范围，由于 PI 调节器固有的延迟性，依靠弱磁控制的电压闭环并不能快速地将电压调整过来，从而造成了输出电压在某些瞬间不可控，引起了电流的震荡。为此，本文尝试采用一种改进的 SVPWM 过调制算法，在逆变器直流侧电压不变的情况下增大其交流电压输出，提高电压输出能力，改善弱磁调速时的动态性能[15]。

（三）内置式永磁同步电动机弱磁控制

内置式永磁电机的永磁体埋在转子铁心里面，在弱磁运行时使其具有退磁的防护作用，所以内置式永磁电机比表贴式永磁电机不易退磁。由于内置式永磁电机d轴电感大于表贴式永磁机，且d轴电感小于q轴电感，具有磁阻转矩，所以其具有更宽的恒功率范围和优良的弱磁扩速能力[16][17]，非常适用于启动、低速

或爬坡时输出大转矩，在高速时输出大功率，以及宽调速范围、高可靠性的车辆环境中。与传统电励磁电机相比，内置式永磁同步电动机具有体积小、质量轻、损耗小、效率高、结构简单、运行可靠等显著优点，在高性能、转矩响应快速性的场合具有很好的应用前景，所以在电动汽车中采用永磁同步电动机驱动成为发展趋势[18]。

1． 内置式永磁同步电机移相弱磁控制策略 图5是本设计提出的弱磁控制策略方框图。

图5 IPMSM移相弱磁控制方框图

图中转速环主要得到转子位置角度?，经取微分得到电角速度?。通过转速调节

器得到转矩Te，由电流发生器按照最大转矩电流比控制的电流输出公式给出*id和iq，d、q轴的电流参考值在角度运算器中做极坐标到直角坐标的变换以及逆

*变换。当转速超过基速时切换到弱磁控制模式，弱磁控制器生成系数?作用到电 流相位角?上生成*id?new和*iq?new。d、q轴电流分量经过PI调节和电流解耦后得到

*ud和*uq，最后通过旋转至静止的坐标变换，便可获得用于控制变频器输出的

???静止坐标系中的定子电压*u?、*u?。

与传统的基速下采用Id=0的弱磁控制方式比较，该系统增加了一个带弱磁控制其的电压反馈环节。弱磁控制其的作用就是检测给定定子电压，并用它与实际定子端电压做一种方式上的比较，最后经过PI调制得到比例系数?，再经由角度元算器将它作用到电流相位角?上以起到弱磁效果。经由给Id和Iq。运算得

到的*ud和*uq包含着此时电机负载的信息，通过它与定子端电压做比较就保证潜在弱磁区间(?b,?c)中选择一个依赖于负载的点进入弱磁模式。这里的弱磁控制器的设计需要满足一下几个条件：

(1)运算给定低于端电压Udc时，输出的系数?的作用应不改变相位角?，相当于电机处于最大转矩电流比控制。此时，电动机处于基速以下恒转矩运行或者是潜在弱磁区域中的最大转矩电流比容许部分。

(2)电动机端电压随着IPMSM转速的增加逐步升高，当运算给定大于Udc时，弱磁控制器要快速响应，迅速给出调制系数?，使它在角度运算器的作用下得到

??以保证弱磁控制开始，使IPMSM的转速的一继续升高。在调制的过程中，由

于响应速度的要求，PI调制要快速退饱和，要求对PI控制器作出特殊的设计。

(3)在调速过程中，注意对电流要限制，Id和Iq都要在电流极限的容许范围内[19]。

2． 具有快速动态响应的前馈弱磁控制策略 基于前馈控制的弱磁控制策略，将交、直轴电随转矩及定子磁链的变化关系绘制成表格。在电机运行过程中，根据转矩及定子磁链的参考值通过实时查表得出电机的交、直轴电流给定值。由于该方法可以根据实际工况要求同时得出交、直轴电流参考值，因此可以有效地提高系统的快速响应能力[20]。

图6 IPMSM移相弱磁控制方框图

如图6所示，弱磁控制策略的实现过程主要包括4个部分。第四部分是根据逆变器直流侧电压及电机的转速计算定子磁链限幅值。这里假定电压参考值为最大输出电压值，即：

|?s|max?Uref?r?Udc3?r （7）